实现高功率密度的工业电源.pdf实现高功率密度的工业电源pdf,工业电源必须满足一些特殊的要求，如低

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详细说明：实现高功率密度的工业电源pdf,工业电源必须满足一些特殊的要求，如低能耗、高功率密度、高可靠性和高耐用性，以及其他在普通电源中不常见的特性。的电阻/电容网络可对输入电压进行样。电感之后是带栅板保护电路的电源开关,PFC整流器为 StealthTM二极管。接下来使用一个电阻分压器来感测和调节PFC级的输出电压,反馈回路至此结束。总线电容也如图2所示,而二极管D1是一个额外的保护器件。图2PFC级的原理小意图这里采用的控制器是FAN4810,该器件包含了先进的半均电流“升压”型功率因薮校正实现电路,电源因此能够完全满足正C1000-3-2规范的要求。亡还包含了 TriFault detect功能,有利丁确保不会因PFC中单个组件的故障造成不安全事件。1A的栅极驱动器又极大降低了对外部驱动器电路的需求。此外,它的功率要求很低,既提高了效率也降低了组件成本。该PFC还带冇峰值限流、输入电压中断保护功能,还有一个过压比较器,可在发生负载突然减小事件时关断PFC部分。时钟输出信号可用米同步下游的PWM级,以减少系统噪声图3中,绿色曲线的较厚区域代表电流纹波, PFC IO在峰值输入电压下消耗电流较多,过零时没有电流。粉色曲线代表整流器输入电压, 蓝色曲线为输出电压图3 CCM PFC的行为 LLC拓扑提高电源效率的方法之一是采用零电压开关拓扑。在这种拓扑中, 电路中的电源开关在电压极低时导。对于钳位感应开关 MOSFET,导通损耗 PON LOSS可由下式粗求得: P-T,··烏 LL为流经 MOSFET的负载电流,VDS(SW)为 MOSFET导通前的漏源电压,ON为导通时间,而fW则为廾关频率。在硬开关拓扑中,VDS(SW是总线电压,对帶有PFC前端级的应用米说一般约为400V。对于零电压开关,该电压被降至 MOSFET二极管的正向电压降,在1V左右,从而极大地减小了导通开关损耗图4所示为LLC谐振转换器的模块示意图。其核心组件是谐振网络, 在输入端电压波形和流入输入端的电流之间产生相位滞后,加载在输入端的电压波形是方波,利用半桥或全桥电路很容易就可以从PFC输出电压中产生。 Stuart wive annatar Resonat network Rectifier network L chuns 图4LLC谐振转换器模块示意图和零电压开关波形如果忽略桥式电路中死区时间效应以及更高阶谐波的出现,那么流入谐振网络的电流可近似表示为正弦波。由丁流入谐振电路的电流滯后于电压基波,当 MOSFET处于导通状态时,电流从两个方向流入,如图 4所示。 MOSFET在电流流经体二极管时导通,导致“零”电压开关这种方法带来的一个额外好处是导通时产生的EMI较低,这是因为高 dv/dt和di/dt转换时间要短得多,而且通常没有标准硬开关应用中不可避免的反向恢复效应。由于谐振电路的输出是周期性的,因此需要对之进行整流。这可以采用如图4所示的全波整流器或一个带中心抽头( centre-ap)的整流器来完成最后,AC-DC电源中的谐振网络基本上都会采用一个变压器。该变压器执行两项任务:其一是提供初级端和次级端之间必需的安全隔离; 其二是通过它的匝数比控制电源的总体电压转换比率。为了避免Q1和Q2同时导通的风险,需要一定的死区时间。以Q1 的关断波形为例。流经开关的电流很大,接近峰值电流。关断期间的电压摆幅为满总线电压,因此关断步骤是无损耗的。要确保Q2的零电压开关,Q1的漏源电容完全充电十分重要,这意味着充电时间不应该超过死区时间。若总线电压为ⅤBUS,开关时电流为ISW,有效漏源电容为 COSet,则电容的充电时间tSw可由下式计算 VBUS由设计条件事先确定。如果 CDSeff为零,Q2就会如顶期地实现零电压开关。如果 CDSeff非常大,Q2为硬开关工作。轻载卜ISW 很小,当负载足够小时,最终也会发生Q2硬开关。以降低关断损耗,同时又不影响较轻负载下的零电压开关性能。, 有时可为每个 MOSFET并联一个电容。如果其容量选择适当,就可 LLC谐振转换器是让谐振转换器与一个电感串联。这样一来,谐振电路中就有两个电感和一个电容,故名为LLC。图5显示了一个实例电路的增益特性。 LLC日De IDO% L 4O% Lead 20 Load 五直出卸研确x 图5LLC谐振转换器增益曲线实例在工作区域,电压增益首先随着频率的增加而降低,这确侏」零电压开关所需的相位滞后。控制电路通过改变频率來改变系统增益。最小增益和最大增益之间的差距相当小,因此谐振转换器需要很窄的DC电压输入范围。在这个电源设计中,山PFC级提供窄输入电压范围,建议采用连续传导模式PFC级。利用PFC级,LLC转换器的输入可设置在400V左右。如果所需输出电压为12V、匝数比为40:1,则额定负载下需要1.2的DC增益。无论负载情况如何,频窣始终不变。为便于说明,假设输入电压提髙到480V,则控制电路需把增益降至 1.0,以保持12V的输出电压。在这种情况下,频率会在115kHz(满负载)和130kHz(20%负载)之间变化,从图中可看出何时决定不同负载下的增益曲线与增益为1.0的线在哪个频率下相交。利用前述应用中采用的前端PFC级,在缺输入半波的情况下需要一些额外的增益,即所谓的“保持”时问要求。同步整流次级端的同步整流级是利用新的FPP06R001模块来构建的,如图6 所 v PAM Controler 国占一西也西 CPTO F台dbak 图6同步整流器模块如何连接在变压器的次级端上用来调整次级电压的二极管通常由 MOSFET代膂,该模块包含了栅极驱动器和功率 MOSFET,采用外引脚极宽的小型单列直插封装,可减寄生电感和电阻。利用模块来代替分立式组件可以提高效率、减小EMI并简化总体设计。模块中 MOSFET的RDS(ON)比分立式解决方案中的小10%,总体封装阻抗小16%,振铃因此减少,从而减小了EMI栅极驱动器回路的尺寸很小,这又进一步减小了EMI辐射,增强了抗干扰能力,尤其是对漏极上的dvdt千扰。由于两个棘手路的布局都已在模块内完成,所以付设计人员而言总体设计变得较简单图7解释了让栅极驱动器靠近功率 MOSFET为么如此有用。栅极驱动器的非零输出阻抗ZDRV必须通过寄生阻抗 Astray1和 Astray2,以及栅极阻抗Rg来控制 MOSFET,尤其是关断。这时,漏极上的高dvdt 加上栅极路径上的高阻抗,可能引起 MOSFET的寄生导通。而利用极短的迕线和功能强大的栅极驱动器,几乎可以实现完美的开关 Output winding (Re+2pm +2s+2me2/-"stray high dvldt MOSFET tD stray s 图7栅极驱动器电路中的寄生阻抗通过分析功率 MOSFET上的电压级,可以创建栅极驱动器信号,确定开关导通的准确时序。一旦完全导通,开关上的电压降可利用公式 RDSON×IOUT算出,因此 RDSON越低,电压降就越低,功耗也越低 (这时开关损耗忽略不计)。确定正确的功率开关导通和关断时间是非常重要的,这样就可避免体二极管的传导,后者会造成电流换向,最终增大电压降。下表比较了在输出功率为400W(24V,17A)、结温为100℃时, 米用不同整流器获得的结果: 导通电阻解决方露电Ra|电压降功耗肖特基二极17A n'a 04V|68W MOSFET17A75m次姆a415W 有意思的是,输岀整流器的功耗只与输岀电流有关,而与输出电压无关。输岀电流越髙,同步整流解决方案就越有伏勢。肖特基二极管的实际限制在10A左右,超出这个限值,整流器的功耗会变得相当大,这是因为正向电压在某种程度上依赖于电流。不过,对于较高的输出电压, 肖特基二极管可能更好,因为电流更小并且无需驱动电路。电源系统在欧盟指令下,一种新的电源效率测量方沄已被采用,可在25% 50%、75%和100%的额度输出功率卜对输入输出功率进行测量。利用这种方法,电源刻率可达到938%。图8初级端和次级端模块采用相同的尺寸,有利于实现非常精细的机械解决方案

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