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详细说明：新手必看 L6562完全中文详细解释pdf,新手必看 L6562完全中文详细解释压用来给芯片内供电,但是输出驱动M0STT是由vcc直接供电。另外,一个苧隙电路产生一个精准的2.5V内部参考电压(2.5V+1%),用于环路控制,以此来获得—一个稳定的调节。在图片2中可以看到,一个欠电压锁死迟滞比较器,用来保证只有当输入电压足够高,芯片才运行,以此保证芯片运行在可靠的条件下。图片2.内部供电模块 UVLO REF D773 差分放大器和过压检测模(见图片3和4) 差分放大器(EA)的反向输入端,通过外部的分压电路连接到输出主线上,升压后的直流电压Vo经过电阻分压和内部约参考电压比较,以此来调节内部控制器, 使输出电压得以稳定差分放大器的揄出用来做频率补偿,通常在输出端和反向输入端之间并联一个反馈电容来实现。差分放大器的带宽非产的低,因为差分放大器的输出周期必须始终大于线性频率的半个周期(差分放大器的频率低于100Hz(线性频率的一半周期)),才能获得高功率因数差分放大器的动态输出,箝位在2-5.8V之间,箝位的目的是使差分放大器能在过压低压饱和状态和过电流高压饱和状态中快速恢复。芯片拥有两级过电压保护功能(0P),通过连接到差分放大器的输出脚来实现旦过电压,差分放大器的输出会趋向于低饱和状态,但是差分放大器的响应速度非常慢,因此要花比较长的时间才进入饱和状态。另一方面,一旦过压必须马上校正过来。因此,就很有必要需要一个快速的过压检测器, 在稳定状态下,通过R1的电流和通过R2的电流是相等的,因为訃偿电容不能流过直流电流的;(同时差分放大器的反向输入端也呈现高祖状态 IR1.R2=(Vo-2.5)/R1=2.5/R2 当输出电压突然升高驸(由于负载突变),通过R1的电流也増大,但是通过R2 的咆流不会变大、因为R2上的电压在内部固定为2.5V,不是因为L/A慢。增大的电流通过反馈电客流入到差分放大器的低胆抗输出端、增大的电流将被检泱到。在这种情况下,两种步驟将发生。图片3.差分放大器和过压检测模块 Ccomp R1 已A PWM DRIVER 4OuA 0-7N51 当増大的电流达到37u!时,乘法器的输出电压将减少,导致从电源输入的能量也减少。以此来减小瑜岀电压的上升速率。在某些情况下,这种“软制动”功能可以避免输出电压过度偏离设定值。尽管有软制动的存在,有时输出电压也会过度的增加,一旦流入差分放大器的电流达到40uA3“緊急制动”将发生。乘法器输出将被拉低到地电平,于是输出关断同时外部 MOSFET也关断。同时内部启动电路也关闭。由于电流比较器有迟滞功能,直到输入差分比较器的电流小于10uA时,电压拉低才结東,输出状态得以激活。图片4,动态和静态0VP运行 OVER VOLTAGE NOUT 40uA 10uA lse E/A OUTPUT --------- DYNAMIC OVP STATIC OVP s7524 在动态0P时,由于存在软制动和紧急制动,他们能处理大多数负载变动引起的电压波动,但是不能捉供完善的保护。事实上,“软制动”和“紧急制动”容易受到输出电压变化的影响(称为动态变化),并不能使输出电压稳定,例如发在负载断开的状况上面提到差分大器在饱和时可以触发静态0VP,如果过压时间过长以致差分放大器的输出电压小于2.25Ⅴ〔差分放大器的线性动为Σ.5Ⅵ),保护功能将被触发。并且关断输岀,使外部 MOSFET停止工作:同时关断-些内部模块,使静态工作电流减小到1.4mA。当差分放大器的输出回到它的线性区城时,芯片又被重新激活。图片4,动态和静态0VP的图片说明零电流检测和触发模块(见图片5) 当通过升压电感的电压反向时,零电流检测(ZCD)模块开通外部 MOSFET,并且要在通过升压电感的电流变为零后才开通M0SFT。只有当这两个条件都满足时, 才会运行在界模式图片5,零电流检测,触发和使能模块 ZCD5 本57y 20DLiA D>①回昏 STARTER DISABLE c:77+4 电流流动时,过零检测信号可以通过升压电感上一个埔助绕组获得。当然,在启动阶段,过零点检测还没有信号,需要一个辅助电路来开通外部 MOSFET。通过闪部启动电路来实现,内部启动模块就会产生一系列的脉冲波形,用来驱动 M0SFET的门极,MOS門T管工作起来后就会产生信号给ZCD电路启动器重复启动时间大大超过70us(大约14KHz)最大的启动烦率在设计时需要考虑到使能模块〔见图片5) 过零检测ZCD引脚也用来触发使能模块。如果这个引脚上的咆压低于150m芯片将被关断。同时,芯片的损耗也将降低。为了使芯片重新工作,这个引脚上的电压必须上升。乘法器模块(见图片6) 爽法器有两个揄入湍:第一个输入端输入的信号是经过分压后的即时线电压(整流后的电压),第二个输入端输入的信号是差分放大器的输岀端。如果这个电压持续不变(持续时冋超过线性频的一半,即小于100Hvz),乘法器输岀波形的包络就是一个整流后的正弦波。乘法器输出的信号将被作为咆流比较器的参考信号,电流比较器的输出用来控制 MOSTET每个周期的峰值电流图片6.乘法器模块 X E/A 芏 7e75 电流比较器和PM锁存器(见图片7) 电流比较器通过一个电流检测电阻(Rs源杈电阻)获取一个电压信号,通过和乘法器的输出信号进行比较,来决定外部MSFT的关断时间。PMM锁存功能避免噪音对M0SFET管误开关。琁法器的输出被箝位在1.7V〔典型值),一旦电流检測电阻上的乜压超过此值 (1.V)哏流功能将发生。图片7.电流比较器和P啊M锁存 4 DRIVER X 17V 驱动(见图片8) 口于使用推挽结构,能提供—个高达400mA推挽电流能力,可以直接驱动外部 M0SFET、,当芯片处于欠电压时,一个内部下拉电路可以把贛岀拉低。以确保外部M0SFET不会意外导通。图片8.驱动输出 GD DRVER UVLO GND TM(临界)模式PFC(升压拓扑) 运行在临界模式下的升压型功率因数矫正器,以下是关于他工作原理的描述。输入交流电压经过整流桥整流后流向疒压转捩器。使用开关技术,把整流后的输入它压升压到一个固定值的直流电压输出(Vo) 升压转换器由一个升压电感(L),一个开关控制器(Q),一个升压二极管(D) 个输出电容(Co)组成,连接电路图见图片9 升压的目的是使瑜入电流的波形为正弦淚,并旦和翰入电压的波形同相位。为了达到这个目的,L6561使用临界模式技术图片9。升压电路图 D CONTROLLER LOAD 升压后的电压经过电阻分压后,连接到差分放大器,倣为一个揄入端(反相端) 和内部参考电压(同相端)进行比较,运放把他们的差值放大一定的倍数,从运放的输出端输出,如果差分放大器的帶宽足够窄〔低于20Hz),放大器输出信号 (直流电压值)的周期大于线电压的半个周期放大器的输岀信号同封传送给乘法器模抉,和整流后的线电压通过电阻分压的电压信号相乘,他门相乘的结果是产生一个正弦波校正信号,信号的峰值幅庋由输入峰值电压和差分放大器的输出信号共同决定爽法器的输出作为电流比较器同相输入端(+),于是电流比较器产生一个正弦信号,此信号用来作为PWM控制的参考信号。事实上,当电流检测脚上的电压(即电感电流通过检测电阻的即时电压值)和电流比较器的同相输入滿电压相等时外部MSIT结交导通。由此产生的结果是,电感电流的峰值包襄在一个正弦波內。可以证明每半个线性周期内导通时间都是相等(见升压电感) MSFT关断后,升压电感释放储有在它身上的能量直到电流为零,此时升压电感完全释放储存在它身上的能量,此时漏极浮空,升压电感和M0SFET的漏极电容产生谐振。漏极电压迅速的下降到低于当时的输入线咆压,ZCD检测到信号并且驱动M0S『T导通,一个新的周期又开始。 M0SFT导通时,导通压降低有助于减少开关损耗和漏杈等效电容产生的损耗(即开关损耗和寻通损耗)。电感电流和 MOSFET导通时序图在图10中已画出。同时也以几何图的形式画出平均输入电流(从电源瑜入的电流)的波形,此波形刚好是乜感峰值电流波形的丰系统运行在(不是非常的精确,但是已经非常接近)介于连续和非连续模式之间, 这就是为什么叫临界模式PFC的原因。由于只需要很少的几个外部元件,所需的电感值也很小,可以最小化电感的尺寸。另一方面,由于电感电流纹波高,产生的RⅦS电流也大,会在输入主线上产生比较大钓噪音,因此需要一个比较大的EMI滤波器来滤除噪音。由于这个缺点,使得临界模式PFC只能在低功率范围内应用图片10.电感电流波形和M0SFET导通时序图 INDUCTOR CURRENT. AERAGE ru 设计标准下面是关于一些设计标准的描述。基本的设计参数如下口输入电压范围: Firms(min)- Viens(max) 口输出直流电压:Vo 口额定输出功率:Po 口最小开关频率:Fsw 口最太输出电压纹波:△Vo 口最大过压范围:△Vovp 为便于设计,确定以下参数也是很有用的口期望效率: 输入功率:Pi=(Pc/n) 口最大输入电流RMS:Irms=(Pi/ Firms(min) 口额定输出电流:IC=(Po/Vo) 功率部分描述输入整流桥输入整流桥可以使用普通的低价位慢恢复二极管,满足输λ电流需求(Ⅰτms), 最大峰值电压和相关热参数的二极管即可。输入电容输入高频滤波电容(Cin)可以减弱由电感高频高紋波电流产生的噪音(峰值电流是平均电流的两倍)。最恶劣的情沉发生在输入电压最小时。最大的高频电压纹波通常是最小输入电压的1%到10%。可以利用r来计算Cin 的大小(r的典型值,r=0.01到0.1) Irms Cin= 2冻fsw本Ⅵrms(min) cin取较大的值有助于减弱噪音,改善EMI,但是会使功因数和电流谐波变差, 尢其在高输入电压和轻载时。另一方面,小的Cin值,有助于提高功率因数和减小输入电流畸变、但是需要更大的EMI滤波器,会增加输入整流桥前面的功率损耗。这就要求工程师选取合适的值,以适合嚅求, 输出电容输出大电容(Co)的选择要根据输出电压的大小,最大允许过电压值的大小,输出功率和期望的电压纹波率来选择。整流后的电压纹波大小(100-120Hz,两倍线频率)与电容的等效阻抗和电容的峰值电流有关(Ie(2)pk=l0),(△V=1/2纹波电压峰峰值) 1 △V=lo幽 2+ESR2 〔2xx2fCQ) 使用低ESR值的电容器,电容的容抗会比较好,因此 Po Co E 4f△Vo4 Tf* Vo悉△V △Vo通常选择输出电压的1%-5%。尽管BSR通常不影响输岀电压纹波,但是在计算功率损蚝时要考處的。电容器总纹波电流的真有效值(RMS),受线性频率和开关元件频率影响 Icrms=22v2 Firms I:ms2米 9冒如果应用中对启动时间有要求,电容的选择方法是不一烊的,C0要在允许的最大压降和时间〔told)内传递所需的输出功率需求: 2PQ本tglg Vo_mln--Vop_mn- Vo min是指电容Co上的最小输出电压(和输出电压纹波和带栽调整率有关), Vop_min是指PFC“功率下降”检测模块检测出功率下降前的最小工作电压。升压电感设计升压电压需考虑以下几个参数,可以使用不同的方法来设计首先,电感值必须先确定,电感值(L)通常先确定,以便使启动器最大工作频率远小于最小工作烦摩,确保运行在一个正确的临界模式下。假设功率因素是不变的,可以列出下式 L职k响n[9 L*Ilk LallpkaSin(e) Ton- avRam(6)下州 ms Toff o-v2-WirmesSin() 这里Ton和Tof!是指 MOSFET的开通和关断时间,Ii是指它感的在一个线性周期内的最大峰值埴电流。θ是指线性周期内的即时相位值(θ∈0,π)。注意在一个线性周期内 MOSFET开通时间是不变的。(关断时间改变如前面所描述,I是线行峰值电流的两倍,和输入功率和输入线电压的关系式为 I1x=2*2* Pi firms 通过几次数学公式转换后,可以得出一个瞬时开关频率的表达公式,此公式可以替换用Ton和Toff来计算频率的公式: Isw(e)-Ten- TofF-24LApi 1v21aaVa-2Wrm*la(日

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